核心提示：开关电源多数是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中会产生大量的电流谐波和无用功功率而污染电网，使功率因数较低，一般仅为0.45~0.75，且其无功分量基本上为高次谐波。开关电源已成为电网最主要的谐波源之一。抑
开关电源多数是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中会产生大量的电流谐波和无用功功率而污染电网，使功率因数较低，一般仅为0.45~0.75，且其无功分量基本上为高次谐波。开关电源已成为电网最主要的谐波源之一。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或滤除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波康鸵约肮β室蚴叩忍氐悖淳哂泄β室蚴Ｕδ堋?lt; /div>
1 功率因数校正原理
功率因数（PF）指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值，即
式中：γ为输入电流失真系数；
cosΦ为基波电压与基波电流之间的相移因数；
为有效值，I1，I2，…，In为输入电流的基波与各次谐波分量。
由式（1）可知，功率因数是输入电流失真系数与相移因数的乘积。抑制谐波分量即可达到减小谐波，提高功率因数的目的。故可定性地说谐波的抑制电路就是功率因数校正电路。
由于常规整流装置常使用非线性器件（如晶闸管、二极管），整流器件的导通角小于180°，从而产生大量谐波电流成份，而谐波电流成份不做功，只有基波电流成份做功，因此功率因数主要受cosΦ的影响。对于相控整流电路，改善功率因数的措施，一般是在负载端并联一个性质相反的电抗元件，若电网呈感性，通常采用电容补偿的方法；对于开关整流电路，不良功率因数主要源于电流波形的畸变，需要加入功率因数校正电路。
2 功率因数与总谐波失真系数的关系
可得总谐波失真系数公式为
因为
所以
常规开关电源功率因数低的根源是整流电路后面的滤波电容使输出电压平滑，但却使输入电流变为尖脉冲，当整流电路后面不加滤波电路，仅为电阻性负载时，输入电流即为正弦波，并且与电源电压同相位，功率因数为1。因此，功率因数校正电路的基本思想是将整流电路与滤波电容隔开，使整流电路由电容性负载变为电阻性负载。
有源功率因数校正器容易达到高于0.9 接近1 的输入功率因数,但功率因数不会随着谐波失真或电流波形相移而有明显的变化，所以一般取以下几个值作为考查功率因数的参数标准：3%的谐波失真，其功率因数应为0.999；30%谐波失真的电流，其功率因数应仍达0.95；与输入电压相位相差25毅的电流，其功率因数应为0.90。
为提高供电线路功率因数，国际电工委员会（IEC）和许多国家制定出相应的技术标准，以限制谐波电流含量。如：IEC555-2，IEC61000-3- 2，EN60555-2 等标准，规定了允许产生的最大谐波电流。我国于1994 年也颁布了《电能质量公用电网谐波》标准（GB/T14549-93）。单相功率因数校正器已进入实用阶段，几千瓦以下的中小功率单相有源功率因数补偿控制芯片很多，其中UC3854最具代表性。
3 UC3854 的基本工作原理
UC3854 是一种有源功率因数校正专用控制电路，可以完成升压变换器校正功率因数所需的全部控制功能。该芯片具有如下功能和特点：
（1）采用平均电流型控制，控制精度很高，开关噪声较低，完整的PWM功率控制功能；
（2）功率因数达0.99 以上，输入电流波形失真小于5%，最高工作频率大于300kHz；
（3）图腾柱式输出级峰值电流（50%占空比）和连续电流分别为依115A和依015A；
（4）采用推挽输出级，输出的固定频率PWM脉冲可驱动大功率MOSFET；
（5）最高工作电压35 V，输入在85~260 V 间时，输出电压稳定，可作为AC/DC稳压电源。
UC3854基本工作原理如图1 所示，储能电感L、高频大功率开关晶体管S、二极管D 和滤波电容C 共同组成了Boost（升压式）变换器电路。其中，开关晶体管S 受UC3854 提供的一连串脉宽调制PWM开关信号的控制。在理想元件条件下，其表达式为
S 导通时：
S 关断时：
式中：Um为输入电压UL的幅值；
UB为输入直流电压；
ω为输入电压的角频率；
iL 为电感L 中的电流，即桥式整流器从电网中吸取的电流。
由图1 可知，UC3854有一个乘法器和一个除法器，其输出为A伊B/C，C 为前馈电压VFF的平方。除C是为保证高功率因数的条件下，使输入功率Pi不随输入电压Vi的变化而有变化。乘法器的输入信号是电压误差放大器输出VAOUTT 和输入整流器的波形控制信号IAC，其保持6V 的电位和一个电流的输入。VFF是前馈输入电压，它在进入乘法器的输入端前被进行平方运算，接着进入乘法器的除法输入端。乘法器的最大输出电流称为Im。
图1 中U1、U2 是低压锁定比较器和ENA 比较器，输出同为1 时保证IC正常工作。电压误差放大器U4周围的二极管表示内部线路的功能，无实际意义，U4 同相端二极管表示正常条件下同相输入接7.5V 参考电压，这用来做软激活功能使用，以消除使电源受到损坏的尖峰冲击，避免激活突波。U4反相输入端的理想二极管用于消除可能在反向输入端与参考电压降间的压降，实际电路中利用差动放大器来实现。
图1 UC3854 的基本工作原理及典型电路
电流误差放大器U6的输出端连接到PWM 发生器，与振荡斜波进行比较。PWM 发生器输出和振荡器连接到R-S 触发器，驱动GT-DRIVER 大电流输出。UC3854内部将输出电压箝位在15V，这样功率MOSFETS 不会有门极过压驱动风险。PKLMT提供紧急峰值电流极限的过流保护，一旦该引脚的电位被拉到负压时，立即关闭输出脉冲。
具体UC3854芯片电路主要由以下电路构成。
3.1 过欠压保护电路
过欠压保护电路由启动电路、2.25 V基准源、电源电压和使能信号过欠压以及输出部分所组成，如图2 所示。
图2 过、欠压保护电路
启动电路由晶体管S13、S14、S15、S16、D1 和电阻R10、R11、R12、R13所组成。图2中，2.5V基准源由晶体管S1、S2、S3和电阻R1、R2 构成。由单元带隙基准源原理可知,其基准电压约为1.205V，则线性稳压电源输出电压V O1 为：VO1=（R3+R4）×VREF/R4=2.41V，它为过欠压保护电路提供基准电压VO1=2.41V。
电源电压过欠压保护电路由S4、S7，恒流源S5、S6，电压分压器R7、R5 以及输出级S8、S9、R6 所构成，启动电压为16V，欠压保护电压为10V；使能电压过欠压保护电路由S17、S18，恒流源S11、S12以及输出级S10、R8 所构成，启动电压为2.5V，欠压保护电压为2.25V。
3.2 基准源
由三端基准源，启动关闭电路和保护电路构成。还为片中部分电路供电。
3.3 电压误差放大器
用横向PNP 晶体管作为差分输入级的单电源运算放大器。采用3颐1 的集电极电流比，既减少频率补偿电容，又不降低太多跨导，可以改善它的频率特性, 又不会增大失调电压。
3.4 乘法器
乘法器是核心电路，包括平方器，模拟乘法器两个部分，如图3 所示。
图3 乘法器电路
上半部分是平方器。S10基极电压是基准电压降压后得到的电压：VQ=6 V；交流电压整流后的电压均方根值送至S7 的基极，控制恒流源的输出电流，并与其输出电流平方成正比，送至乘法器S5的基极-集电极。
下半部分是乘法器，包括差分对管S3、S9，恒流源S5、S4、S6及S1、S2 和S8、S11等。输出电压检测信号VAOUTT经电压误差放大器送至乘法器差分对管S3 的基极，同时，整流后的正弦波输入电流检测信号IAC送至乘法器S1、S11的发射极。根据乘法器的基本工作原理，上述三个输入信号经乘法器处理后，其输出信号Multout 与VAOUTT（即A），IAC（即B）成正比，并与平方器输出信号（即C）成反比。完成乘法器功能。
3.5 振荡器
振荡器（亦称斜波发生器），正常工作时应分别对地外接电阻Rset 和电容C，由外接电容的充放电电路，斜波限幅比较器和同步方波脉冲输出级等组成，是恒流源式的振荡器。该振荡器的斜波频率一般可按式（5）计算
3.6 脉宽调制器PWM
脉宽调制器实际上是一种以斜波为基准电压的电压比较器。其反相端与电压比较放大器输出控制电压V 控连接，而V控来自乘法器的输出信号；同相端与斜波电压V 斜相接。
3.7 RS 触发器
RS触发器又称PWM 锁存器，可提高UC3854器件的抗干扰能力，保证在一个周期内，只有一个工作脉冲到达输出级，在恶劣的噪声环境下也不会出现误动作。同时，RS 触发器还包括一个过流保护输入端。输出不过流时，过流保护输入端为低电平。当输出端出现“峰值过流”故障时，过电流保护输入端为高电平，则RS触发器输出始终为“1”，使输出级为低电平，即晶体管S 截止。
3.8 输出级
当RS 触发器输出为高电平时，输出级输出为低电平；当RS 触发器输出为低电平时，经输出级输出为高电平。
4 UC3854 典型应用电路及其测试结果
典型的UC3854 应用实例如图4 所示主电路，其中用UC3854 实现PFC主控制电路。
图4 用UC3854 构成600W功率校正主电路
该电路由两部分组成：以UC3854 为核心的控制电路和升压变换器电路。升压变换器电路由升压电感L3、功率MOSFET S1，S2、隔离二极管D1、D2和滤波电容C6组成。升压电感工作于电流连续状态，此时，脉冲占空比决定于输入与输出电压之比，输入电流的纹波很小，因此电网噪声很小。
控制电路由UC3854 及外接元器件组成。驱动脉冲的占空比同时受以下4 个输入信号控制：
直流输出电压取样信号VSENSE、电网电压波形取样信号IAC、电网电流取样信号ISENSE/Mult OUT 和电网电压有效值取样信号VRMS。
UC3854集成控制电路基本由3 个环节构成：单输出脉宽信号（PWM）栅极驱动器，包括振荡器、比较器和触发器；差模电流环放大器，即UC3854的CA OUT（脚3），ISENSE（脚4）和MULT（脚5）；以及一个电压环放大器。振荡器工作频率由C18 和R29 决定。S7 和S8 以及周围电容电阻组成了PFC掐压电路和JVP电路。
升压变换控制过程为：整流输出电压信号输入信号IPFC、电压反馈取样信号B 经处理后，分别得到I AC、VRMS、VSENSE 三个信号，送到UC3854 片内模拟乘法器分别作为乘法器三个信号A、B、C，经运算后得到一个输入电流参考信号IM，然后IM与输入电流取样信号进行比较，经差模误差放大，再与斜坡信号进行比较，最后经过触发器和驱动，产生GT-DRIVER，作为PWM 信号，经过驱动电路后送到变换开关管的控制极，驱动开关管。
IM 为输入电流的参考给定，IAC 是反映输入电压波形的电流信号；VSENSE是高压直流反馈误差信号的放大输出；VRMS 为输入电压有效值的平方，在控制环中起前馈作用。在输入电压一定时（即VRMS一定），输入电流的波形取决于输入电压的波形信号，而输入电流的幅值则取决于高压直流的反馈信号的误差放大输出VSENSE。输入电流的取样信号经二阶滤波后送到UC3854 的MULT和ISENSE 与参考电流信号（即CA OUT 信号）进行比较，同时也送到PKLMT 脚，供输入峰值电流检测，以保护开关管。ENA使能信号及SS 软启动信号与外围电路相配合，构成保护电路。
4.1 控制输入
输出直流电压取样信号VSENSE 输入门限电压为7.5V，输入偏置电流为50nA。输出端分压电阻值应保证该脚输入电压不高于7.5V，如
图4 中的R27 电阻、C24 电容和D15 二极管组成电压放大器补偿网路。
为了强制电网输入电流的波形与输入电压的波形相同，必须在脚IAC加入电网输入电压波形取样信号。该信号与电压误差放大器的输出信号在乘法器中相乘，产生电流控制回路的基准电流。当电网输入电压过零时，脚IAC 的电流为零,当电网输入电压达到峰值时，脚IAC的电流应为400µA，因此RAC 可按式（6）计算。
电流放大器两输入端ISENSE和Mult间有0.17Ω电流取样电阻，C17、C15、R22与ZD1稳压管组成电流放大器补偿网络。电流放大器具有很宽的带宽，可使电网电流跟随电压而变化。
VRMS（电网电压有效值取样）：该电路交流输入电压可在90~260V之间变化，采用电网电压有效值前馈电路，可保证输入电压变化时输入功率不变（假设负载功率不变），为此，在乘法器中，电网电流必须除以电网电压有效值的平方。加到VRMS的电压正比于已整流电网电压的平均值（也正比于有效值）。该电压在芯片内平方后作为乘法器的除数。乘法器的输出电流IMO（脚5）与IAC和电压放大器输出VAOUT电压成正比，与VRMS 电压的平方成反比，即
4.2 PWM频率设计
在该电路中，振荡器的工作频率为100kΩ，该频率由脚CT 外接电容C19 和RESET脚外接电阻R27决定。该电阻值影响乘法器的最大输出电流IMULmax：IMULmax= -3.75V R27 R27为16 kΩ电阻时IMULmax等于-234.4 μA。当乘法器输出端MULT 到0.17 Ω取样电阻之间接入R18=1.5 kΩ电阻时，电流取样电阻中的最大电流为
所需的开关频率f与定时电容C18 有式（9）关系，即
4.3 输入保护
保护电路由使能引脚（ENA）、软启动电路（SS）和峰值电流限制（PKLMT）组成。ENA（使能）电压达到2.5V 后，基准电压和驱动电压（GT Drv）才能建立。接通电源并经过一定延时后，才能输出驱动信号，如果不用此功能，该信号应通过100kΩ电阻接到VCC。
SS（软起动）电压可降低电压误差放大器的基准电压，以便调整功率因数校正电路的直流输出电压。该电路输出14滋A电流，对C18 软起动电容充电，使两端电压从0V上升到7.5V 。
PKLMT（峰值电流限制）可限制功率MOSFET的最大电流。采用图4 中所示的分压电阻时,当0.17赘电流取样电阻两端电压为（15V×2.2kΩ）/12.2 kΩ=2.7 V时，最大电流为16 A（6 A×0.17 Ω=2.7 V），此时，脚PKLMT 的电压为0 V，输出电流大于16A时，将开始限流。为了滤除高频噪声，该脚到地之间接入了220pF旁路电容。
该电路技术指标如下：
最大输出功率国600 W；
输入电压范围国AC 85~264V；
电网功频范围国47~63Hz；
校正电路频率国300kHz。
该电路仿真结果如下：输入电压电流如图5所示，电路输入电压纹波如图6 所示。
图5 输入电压电流波形
该电路经试验数据分析得知，在额定电压和满负载情况下，与未加PFC 电路相比，输入电流总谐波含量THD 由69.4%下降到3.8%，输入电压总谐波含量THD 由3.5%下降到2.5%，功率因数PF提高到0.99，变换器效率达到96.9%。基本实现功率校正和电源性能指标。输出电流与输出功率波形如图7 所示。
图6 输入电压纹波电压
图7 电路输出电流与输出功率波形
5 结语
从UC3854 的总体分析来讲，采用UC3854 可以优化控制电源功率因数的提高，根据本文的分析和设计可知：
（1）应用UC3854 可以简化电源周围电路，简化系统设计；
（2）由于PWM部分采用电源控制芯片UC3854，可达到双环控制实现对PFC 和PWM 的分别控制，但也会带来失真源；
（3）基于更大的电路优化和减少失真，可以考虑PFC/PWM 组合控制器，如Infineo 公司的TDA16888，Linear Technology 公司的LT1508/LT1509等。
参考文献
[1] 姚为正，杨旭，王兆安. 零电压转换单相PFC 整流电路的实验研究[J]. 电力电子技术. 1998,32(1):46-48.
[2] Philip C. Todd. UC3854 可控功率因数校正电路设计[J]. 世界电子元器件, 2005,(4).
[3]国路秋生. 采用的有源功率因数校正电路工作原理与应用[J]. 电子技术,2002,(4).
[4] 詹桦, 韩雁.功率因数校正器芯片电路UC3854 的分析[J]. 微电子学,2002,(2).
[5] 启发.UC3854 工作原理与应用[J]. 通信电源技术,2001,(2).
[6] 孔凡东，易传铭. 有源功率因数校正电路的应用[J]. 国外电子元器件,1998,(9).
[7] Harris Corporation. Power MOSFETS[M].Harris Databook,1992.
作者简介
罗佳明，男，硕士研究生，专业方向为微电子学与固体电子学。
